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交流耦合、偏置和箝位
视频信号的重放原理
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VGA输入接口：VGA接口采用非对称分布的15pin连接方式，其工作原理：是将显存内以数字格式存储的图像(帧)信号在RAMDAC里经过模拟调制成模拟高频信号，然后再输出到等离子成像，这样VGA信号在输入端(LED显示屏内)，就不必像其它视频信号那样还要经过矩阵解码电路的换算。从前面的视频成像原理可知VGA的视频传输过程是最短的，所以VGA接口拥有许多的优点，如无串扰无电路合成分离损耗等。
DVI输入接口：DVI接口主要用于与具有数字显示输出功能的计算机显卡相连接，显示计算机的RGB信号。DVI（DigitalVisualInterface）数字显示接口，是由1998年9月，在Intel开发者论坛上成立的数字显示工作小组（DigitalDisplayWorkingGroup简称DDWG），所制定的数字显示接口标准。
DVI数字端子比标准VGA端子信号要好，数字接口保证了全部内容采用数字格式传输，保证了主机到监视器的传输过程中数据的完整性（无干扰信号引入），可以得到更清晰的图像。
标准视频输入（RCA）接口：也称AV接口，通常都是成对的白色的音频接口和黄色的视频接口，它通常采用RCA(俗称莲花头)进行连接，使用时只需要将带莲花头的标准AV线缆与相应接口连接起来即可。AV接口实现了音频和视频的分离传输，这就避免了因为音/视频混合干扰而导致的图像质量下降，但由于AV接口传输的仍然是一种亮度/色度(Y/C)混合的视频信号，仍然需要显示设备对其进行亮/色分离和色度解码才能成像，这种先混合再分离的过程必然会造成色彩信号的损失，色度信号和亮度信号也会有很大的机会相互干扰从而影响最终输出的图像质量。AV还具有一定生命力，但由于它本身Y/C混合这一不可克服的缺点因此无法在一些追求视觉极限的场合中使用。
S视频输入：S-Video具体英文全称叫SeparateVideo，为了达到更好的视频效果，人们开始探求一种更快捷优秀清晰度更高的视频传输方式，这就是当前如日中天的S-Video(也称二分量视频接口)，SeparateVideo的意义就是将Video信号分开传送，也就是在AV接口的基础上将色度信号C和亮度信号Y进行分离，再分别以不同的通道进行传输，它出现并发展于上世纪90年代后期通常采用标准的4芯(不含音效)或者扩展的7芯(含音效)。带S-Video接口的显卡和视频设备(譬如模拟视频采集/编辑卡电视机和准专业级监视器电视卡/电视盒及视频投影设备等)当前已经比较普遍，同AV接口相比由于它不再进行Y/C混合传输因此也就无需再进行亮色分离和解码工作，而且使用各自独立的传输通道在很大程度上避免了视频设备内信号串扰而产生的图像失真，极大地提高了图像的清晰度，但S-Video仍要将两路色差信号(CrCb)混合为一路色度信号C，进行传输然后再在显示设备内解码为Cb和Cr进行处理，这样多少仍会带来一定信号损失而产生失真(这种失真很小但在严格的广播级视频设备下进行测试时仍能发现)，而且由于CrCb的混合导致色度信号的带宽也有一定的限制，所以S-Video虽然已经比较优秀但离完美还相去甚远，S-Video虽不是最好的，但考虑到目前的市场状况和综合成本等其它因素，它还是应用最普遍的视频接口。
视频色差输入接口：目前可以在一些专业级视频工作站/编辑卡专业级视频设备或高档影碟机等家电上看到有YUVYCbCrY/B-Y/B-Y等标记的接口标识，虽然其标记方法和接头外形各异但都是指的同一种接口色差端口(也称分量视频接口)。它通常采用YPbPr和YCbCr两种标识，前者表示逐行扫描色差输出，后者表示隔行扫描色差输出。由上述关系可知，我们只需知道YCrCb的值就能够得到G的值(即第四个等式不是必要的)，所以在视频输出和颜色处理过程中就统一忽略绿色差Cg而只保留YCrCb，这便是色差输出的基本定义。作为S-Video的进阶产品色差输出将S-Video传输的色度信号C分解为色差Cr和Cb，这样就避免了两路色差混合解码并再次分离的过程，也保持了色度通道的最大带宽，只需要经过反矩阵解码电路就可以还原为RGB三原色信号而成像，这就最大限度地缩短了视频源到显示器成像之间的视频信号通道，避免了因繁琐的传输过程所带来的图像失真，所以色差输出的接口方式是目前各种视频输出接口中最好的一种。
HDMI接口:HDMI是基于DVI（DigitalVisualInterface）制定的，可以看作是DVI的强化与延伸，两者可以兼容。HDMI在保持高品质的情况下能够以数码形式传输未经压缩的高分辨率视频和多声道音频数据，最高数据传输速度为5Gbps。HDMI能够支持所有的ATSCHDTV标准，不仅可以满足目前最高画质1080p的分辨率，还能支持DVDAudio等最先进的数字音频格式，支持八声道96kHz或立体声192kHz数码音频传送，而且只用一条HDMI线连接，免除数码音频接线。同时HDMI标准所具备的额外空间可以应用在日后升级的音视频格式中。与DVI相比HDMI接口的体积更小而且可同时传输音频及视频信号。DVI的线缆长度不能超过8米否则将影响画面质量，而HDMI基本没有线缆的长度限制。只要一条HDMI缆线，就可以取代最多13条模拟传输线，能有效解决家庭娱乐系统背后连线杂乱纠结的问题。HDMI可搭配宽带数字内容保护(High-bandwidthDigitalContentProtection；HDCP)，以防止具著作权的影音内容遭到未经授权的复制。正是由于HDMI内嵌HDCP内容保护机制，所以对好莱坞具有特别的吸引力。HDMI规格包含针对消费电子用的TypeA连接器和PC用的TypeB连接器两种，相信不久HDMI将会被PC业界采用。
BNC端口：通常用于工作站和同轴电缆连接的连接器，标准专业视频设备输入、输出端口。BNC电缆有5个连接头用于接收红、绿、蓝、水平同步和垂直同步信号。BNC接头有别于普通15针D－SUB标准接头的特殊显示器接口。由R、G、B三原色信号及行同步、场同步五个独立信号接头组成。主要用于连接工作站等对扫描频率要求很高的系统。BNC接头可以隔绝视频输入信号，使信号相互间干扰减少，且信号频宽较普通D－SUB大，可达到最佳信号响应效果。
交流耦合、偏置和箝位
data/attachment/portal/201111/06/090419ovtw00v98tg3378r.gif视频信号
一、为什么要对视频信号进行交流耦合、偏置和箝位？
视频传输系统大多都选用单电源供电。采用单电源供电就意味着要对视频信号进行交流耦合，从而也降低了视频质量。例如数模转换器(DAC)，DAC的输出可以进行电平转换(一种直流工作模式)，以确保输出在0电平以上的动态范围。在具体实施中，常见的错误观点是：运算放大器可以检测地电平以下的信号，因此，可以在输出中重现该信号。这种观点是不正确的。集成的单电源方案才是真正的解决方法。当然，视频信号的交流耦合会带来一个问题。信号的DC电平在设定图像亮度之后必须重建，并确保信号落在下一级的线性工作区内。这种操作被称作“偏置”，根据视频信号波形以及偏置点所需的精度和稳定性，可以采用不同的电路。但是，S视频中只有色度信号(C)近似于一个正弦波。亮度(Y)、复合信号(Cvbs)和RGB都是复杂波形。从一个参考电平沿着一个方向变化，而在参考电平以下还可以叠加一个同步波形。这种信号需要一种专门用于视频信号的偏置方法，被称作箝位，因为它将信号的一个极值“箝位”在基准电压，而另一个极值仍可以变化。经典形式就是二极管箝位，其中二极管由视频的同步信号激活。不过还有其他的箝位形式。
data/attachment/portal/201111/06/090419n9hua90y9922k889.gif视频信号
二、视频信号的交流耦合
当信号采用交流耦合时，耦合电容存贮了(信号)平均值之和，以及信号源与负载之间的DC电势差。图1用来说明交流耦合对不同信号偏置点的稳定性的影响。图1所示是正弦波和脉冲分别交流耦合到接地电阻负载时的不同之处。
图1。简单的RC耦合用于正弦波与脉冲时得到不同的偏置点
开始时，两种信号都围绕相同电压变化。但是通过电容之后得到了不同的结果。正弦波围绕半幅值点变化，而脉冲围绕与占空比成函数关系的电压变化。这意味着如果采用了交流耦合，占空比变化的脉冲将比相同幅值频率的正弦波需要更宽的动态范围。因此，所有用于脉冲信号的放大器最好采用直流耦合，以保持动态范围。视频信号与脉冲波形类似，也适合采用直流耦合。
图2给出了常见的视频信号，以及视频接口处的标准幅值(见EIA770-1、2和3)。S视频中的色度、分量视频中的Pb和Pr，类似于正弦波围绕基准点变化，如上文所述。而亮度(Y)、复合信号与RGB仅在0V(被称作“黑色”或“消隐”电平)至+700mV之间正向变化。这里延用了业界的默许协议，而不是任何标准。请注意这些信号都是复杂波形，具有同步间隔，尽管该同步间隔可能不被定义或使用。例如，图2给出了NTSC和PAL制式下使用的具有同步头的RGB。在PC(图形)应用中，同步是单独的信号，不与RGB叠加。在单电源应用中，例如DAC输出，在同步间隔内静态电平可能不同。这将影响偏置方式的选择。例如，若双电源应用中，同步间隔内色度的静态电平不是0V，那么色度信号将更接近脉冲而不是正弦波。
图2。用来说明同步间隔、有效视频、同步头和后沿的RGB(a)、分量(b)、S视频(c)与复合(d)视频信号。
尽管存在上述复杂因素，视频信号仍需交流耦合到电压变化的位置。通过直流耦合连接两个不同电源的电路存在很大的危险性，这在安全性规则中是严格禁止的。所以，视频设备制造商有一个默许的规则，即视频信号的输入采用交流耦合，而视频输出直流耦合到下一级，重新建立直流成分，请参考EN50049-1(PAL/DVB)和SMPTE253M第9。5章(NTSC)，允许提供直流输出电平。若无法建立这样的协议，将导致“双重耦合”，即两个耦合电容出现串联，或导致短路，即没有电容。该规则唯一的例外是电池供电设备，例如便携式摄录机和照相机，为了降低电池损耗而使用交流耦合输出。
接下来的问题是这个耦合电容应该多大？图1中，该电容存贮了信号“平均电压”的假定，是根据RC乘积大于信号的最小周期得到的。为了确保准确的平均，RC网络的低-3dB点必须低于信号最低频率6到10倍。然而，这将导致大范围的电容值。
例如，S视频中的色度是相位调制正弦波，其最低频率约2MHz。即便使用75Ω负载，也只需要0。1μF，除非需要使水平同步间隔通过。与之相反，Y(亮度)、Cvbs(复合信号)和RGB的频率响应向下扩展到视频帧频(25Hz至30Hz)。假定75Ω负载，并且-3dB点在3Hz至5Hz，这就需要大于1000μF的电容。使用过小的电容会引起显示图像从左到右、从上到下变暗，并可能使图像在空间上产生失真(取决于电容量)。在视频中，这被称作行弯曲与场倾斜。为了避免可见的伪信号，其电平必须小于1%至2%。
data/attachment/portal/201111/06/090419tkg8xg9t7xp38alk.gif视频信号
三、用于视频的单电源偏置电路
如图3a所示，只要RC乘积足够大，RC耦合对任意视频信号都有效。另外，与之相应的运放电源范围必须足以处理信号平均值附近的负向和正向偏移。过去，这是通过运放使用双电源实现的。假定RS与Ri以相同的地为参考，并等于Ri与Rf的并联值，则运放可以抑制共模噪声(即具有较高的共模抑制比)，并具有最小的失调电压。低-3dB点为1/(21RSC)，并且，不论耦合电容的尺寸大小，电路都可以保持其电源抑制比(PSRR)、CMRR和动态范围。绝大多数视频电路采用这种方法构建，而且绝大多数交流耦合视频的应用仍然采用这种方式。
随着数字视频和电池供电装置的出现，负电源就成了降低成本与功耗的负担。RC偏置的早期尝试与图3b类似，其中使用了分压器。假定图3a中R1=R2，且VCC等于VCC与VEE之和，这两个电路是相似的。但是两者的交流性能是不同的。例如，图3b中VCC上的任何变化将直接导致运放输入电压按照一定的分压比变化，而图3a中，该变化被运放的电源余量吸收了。R1=R2时，图3b的PSRR只有-6dB。因此，电源必须经过滤波与良好的稳压。
为了改善交流PSRR(图3c)，插入一个隔离电阻(RX)是低成本的替代方法。不过，除非与Rf和Ri的并联值匹配，否则这种方法会带来额外的直流失调。更麻烦的是，这还需要RxC1与C2Ri的乘积必须小于3至5Hz，如上文所述。尽管该电路中更大的旁路电容(C3)需要更小的RX，并降低了失调电压，但同时也使C1增大。在使用电解电容的低成本设计中可以采用这种方法。
另一种选择是图3d，它用3端稳压器替代了分压器，并将PSRR扩展到低至DC。稳压器的低输出阻抗在降低电路失调电压的同时，使RX更接近Rf和Ri的并联值。因为C3的唯一目的是降低稳压器噪声，并以频率的函数补偿稳压器的输出阻抗(Zout)，所以其值小于图3c中的值。不过C1和C2仍很大，并且对低于RiC1乘积的频率，CMRR存在较大的问题，另外还有稳定性问题。
图3。RC偏置技术，包括双电源(a)、使用分压器的单电源(b)、低失调的分压器(c)以及改善了PSRR的稳压源(d)。
根据上述内容，双电源供电交流耦合比单电源方法更好(考虑共模抑制与电源抑制)—不考虑具体应用。
data/attachment/portal/201111/06/090420mrr4rz0kj9z4voc3.gif视频信号
四、视频箝位
亮度、复合信号与RGB信号在黑色(0V)参考电平与带有同步头(-300mV)的最大值(+700mV)之间变化。但是，与图1占空比变化的脉冲相似，若这些信号是交流耦合的，偏置电压会随视频内容而变化(被称为平均图像电平或APL)，并会丢失亮度信息。需要有一个电路电路将黑色电平保持为常数，不随视频信号或同步头幅度的变化而变化。
图4a所示电路被称作二极管箝位，试图通过二极管(CR)代替电阻来实现。该二极管相当于单向开关。这样，视频信号的大部分负向电压、水平同步头被强制为地。因此该电路又被称作同步头箝位。假定同步电压(-300mV)不变，而且二极管的导通电压为零，这将使参考电平(0V)保持恒定。虽然不能控制同步电平，但是可以降低导通电压，即通过将箝位二极管放在运放的反馈回路实现“有源箝位”。这样做的主要问题是：如果匹配电路不正确则有可能产生自激，并且在分立设计中很少采用。集成方案可以进行补偿，具有更高的可靠性。(例如MAX4399、MAX4098和MAX4090。)
若同步电平变化或不存在，二极管可以用开关替代――通常使用受外部信号控制的FET(图4b)。这就是键控箝位，控制信号是键控信号。键控信号与同步脉冲一致，这就实现了同步箝位。与二极管箝位不同的是，这种方法可以在同步间隔的任意位置使能，而不仅仅在同步头。如果键控信号出现在视频信号是黑色电平时(图4c)，则得到“黑色电平箝位”。这种方法最为通用、接近理想模型。开关不具备二极管的导通电压，可以真正实现黑色电平箝位。
加入一个直流电压源(Vref)为色度、Pb与Pr以及复合信号和亮度信号设定偏置。其缺点是需要同步隔离器获得键控信号，而在某些应用中这就不够准确了。若正在量化视频信号，则希望黑色电平保持在±1最低有效位(LSB)或在±2。75mV内。箝位得不到这样的精度。
用来为视频信号提供偏置的另一种方法称作直流恢复，可以实现接近±1LSB的黑色电平精度。图4d中需要注意的第一点是，该电路中没有耦合电容。取而代之，U2用来比较第一级(U1)的直流输出和某个电压(Vref)，并对U1施加负反馈，强制输出跟踪该电压，而与输入电压无关。显然，若回路连续运行，将得到直流电平。可以在反馈回路中插入一个开关。该开关仅在每行需要设定为Vref的点(同步头或黑电平)瞬时关闭。该电压由电容(C)存贮，但该电容并未与输入串联，而是通过切换反馈回路以采样-保持(S/H)形式出现。
图4。不同形式的视频箝位：(a)二极管或同步头箝位；(b)用作同步头箝位的带基准电压的键控箝位；(c)用作黑色电平箝位的键控箝位；(d)直流恢复
图5的实现电路实际上由两个电容(Chold和Cx)，两个运放(U1和U2)，以及一个S/H组成。真正的比较与信号平均由Rx、Cx和U2完成。RC乘积根据噪声平均选择。对16ms的场信号(NTSC/PAL)，RC乘积应大于200ns。因此U2是根据低失调电压/电流与稳定性来选择的低频器件，而不是根据其频率响应特性来选择。(MAX4124/25是这种应用的良好选择。)另一方面，U1根据其频率响应，而不是失调进行选择。S/H和Chold本身的选择依据其泄漏特性，即在每行引起的电压变化(下降)。图中电路使用双电源供电，该电路也可以使用精确的电平转换，用单电源形式实现。
图5。直流恢复电路的实现，使用两个电容、两个运放和一个S/H。
直流恢复的最大问题是恢复的电平—Vref黑色视频电平—是模拟量，与其在数字域中的数值无关。为了进行修正，通常与键控箝位一样，用DAC产生Vref，直流恢复可以用于任何视频信号(带或不带同步)，并可以在波形的任意位置使能-足以满足放大器和S/H的快速响应。
视频信号的重放原理
显然，重放过程是记录过程的逆过程，是把记录在磁带上的磁信号转换成电信号的过程，尽管不同类型的录像机其重放系统的电路形式有所不同，但它们的作用都是相同的，即经过重放系统的处理，还原出符合要求的视频信号来。本节我们将以分量型录像机为例简要分析视频信号的重放。
亮度信号的重放过程
是分量型录像机重放通道，两个旋转亮度磁头拾取亮度调频信号，经过磁头放大器，及磁头切换开关后形成一个射频亮度信号分两路输出。一路经失落检测电路，产生失落检测脉冲，到时基校正电路中的失落补偿电路进行失落补偿；另一路经频率解调器对亮度调频信号进行限幅，解调处理，得到复原的亮度信号。然后经过非线性去加重和去加重电路进行去加重，恢复信号原来的幅频特性，同时抑制了高频端杂波能量，提高高频端信噪比。再后信号进入时基校正电路，完成消噪，时基校正，失落补偿等处理。最后信号分成两路，一路作为分量亮度信号输出；另一路进入Y/C混合电路与编码色度信号混合成复合彩色视频信号输出。
磁头放大器
又称为预放大器，它是一个低噪声，高增益的宽带放大器，它把旋转变压由输出来的1mv左右的微弱的射频信号放大到几百mv，以满足后续电路对信号处理的要求，一般其增益在40dB以上。另外，由于磁头放大器是重放电路的第一级，它的噪声系数将影响到整个电路的信噪比，因此要求其必须是低噪声放大器。另外，由于信号在录放过程中存在很多损失，特别是高频损失较大，所以在预放器中要进行高频补偿，即进行幅频特性的校正。
data/attachment/portal/201111/06/0904294g3gz11ez45545gp.jpg丰富的视频信号接口
磁头切换电路
在两磁头的录像机中，磁带与磁头鼓的包角略大于180°，所以在记录时，A磁头还未离开磁带时，B磁头已贴上磁带的另一边，在两磁头同时与磁带接触的那一段时间里，将分别在相邻两条磁迹的首末端记录相同的内容，形成重复部分，大约10行左右。
磁头切换电路的作用是切掉两个磁头的多余部分信号，并将A，B磁头不连续的信号变成连续的输出信号。而切除的动作是根据磁头切换脉冲来进行的，这个切换脉冲由伺服系统产生，它是一个频率等于磁鼓转速的方波，其跳变沿刚好位于重叠部分的中心。
信号失落补偿
由于磁粉脱落，或者由于磁头与磁带瞬间接触不良，或者是由于磁带上有污物等原因，会使重放亮度信号出现部分幅度跌落，严重时可能没有信号输出，即产生信号失落。这种情况反映在图像上是出现横向白色噪点或条纹。信号失落是没有规律的，因此不可能在失落点补上与原来完全相同的信号，但也不能使补上去的与原来相差太远。由于电视信号中相邻两行的信息是相似的，称为行相关原理。根据这个原理，我们可用前一行信号代替这一行失落的信号。但是，由于电路技术能力有限，不可能将所有的微小失落都全部检测出来，因此一般当失落长度相当于5us时间或是信号输出衰减16dB以上才进行失落补偿。
限幅与解调电路
为了消除亮度信号中的寄生调幅和高频杂波，保证解调电路正常工作，一般在解调电路之前设置限幅电路。利用限幅电路将调频信号的幅度下降为原来的1/2(降低6dB)，信号能量也降低为原来的一半。如图4-39所示。
限幅电路的作用有两个：
(1)通过将信号变成近似矩形波，能恢复丢失的部分上边带能量，为后续电路提供所需要的信号波形。能消除亮度调频信号的一切寄生调幅，保证解调电路正常工作，改善信噪比。
对限幅电路的要求是：
(1)要有足够的限幅深度(40~50dB)，至少进行两次限幅，中间插入放大器，使限幅和放大交替进行。要有足够的通频带，能完全通过调频信号的一次上边带。要求对称限幅，否则会出现二次谐波成分而产生网纹干扰。解调电路的作用是将限幅由输出的调频波经过解调还原为视频信号，它是重放系统的核心。
对解调电路的要求是：解调性好，解调载漏小；能调频率范围应包括调频信号的整个范围。由于调频信号的载频较低，相对频偏较大，一般的鉴频方式不能保证其鉴频的直线性，所以要采用脉冲计数式鉴频器或延时线式解调器。
非线性去加重和去加重
前面介绍了为提高重放信号的信噪比，视频信号在调频之前要进行非线性预加重和预加重处理。在重放时，为了使信号恢复正常的调频特性，必须对解调后的视频信号进行非线性去加重和去加重处理。去加重的频率特性与预加重相反，所以在去加重过程中，高频分量被衰减下来，从而降低了信号的高频噪声，使信噪比得到提高。非线性去加重同样也是非线性预加重的逆过程，它的主要目的也是通过抑制信号的高频分量，提高高频端的信噪比，达到消除高频杂波能量的目的，因此也叫杂波消除电路。
data/attachment/portal/201111/06/090429m6jp5mwtw4m3u33d.jpg视频信号的设定
时基校正
视频信号在重放过程中，由于磁头旋转不均匀和磁带运行速度不稳定，以及磁带伸缩等因素，会使重放的视频信号产生抖动，即时间轴发生变动，产生了时基误差，这种影响表现在亮度信号是同步信号周期性中晃动，而表现在色度信号上是副载波频率和相位的变化，并引起图像色调失真。也就是说，由于各种原因导致磁带发生伸缩变化时，使视频信号在时域上产生压缩或拉伸，这种时间轴基准长度发生的变化，称为时基误差。如图4-40所示。图中信号周期伸长了△TH，即为时基误差。要减少时基误差，单靠提高录像机的机械精度和伺服系统精度是难以达到要求的，一般还需要采用电路校正的方法，这就是时基误差电路。时基校正电路有消噪，时基校正器，失落补偿电路等部分组成，完成其各自的功能。
tu4-40
在录像机发展的初期，时基误差采用模拟式延时电路，通过控制延时量大小使信号的时基误差得到校正。但是模拟式电路校正的程度太小，后来出现了数字时基校正器电路。
数字时基校正器的基本原理是把录像机重放的视频信号变换为数字信号后存储在数字存储器里边，并控制从存储器中读出的信号给以不同的延时来实现时基校正。有关时基校正电路的原理，具体的我们将在后面的章节专门介绍。
色度信号的重放过程
与亮度信号的重放过程类似，两个色度磁头重放的色度信号磁头放大器和切换开关后形成射频信号分成两路。一路去AFM解调电路，从频分复用的合成频谱中，利用带道滤波器取出两个声道的AFM信号；另一路经射频放大后进入色度信号通道，后面电路的形式与亮度通道基本相同。但是，需要指出：在色度时基校正电路中，除了进行与亮度通道相同的消噪，时基校正，失落补偿等处理之外，还有一项亮度信号里没有的处理工作，即时间轴扩展。它是时间轴压缩的逆变换，即对一个合成的时间轴压缩的时分复用信号CTDM，通过时间轴扩展还原为R-Y，B-Y色差信号。
时基校正后的两个色差信号，一方面作为分量色度信号输出，另一方面进行色度编码形成色度信号，与亮度信号混合后，作为复合全电视信号输出。
参考资料
老古开发网http://www.laogu.com/wz_2756.htm