美国政府对高速模数转换器(ADC)的出口限制制约了中国的通信、测试和仪表设备制造商。虽然中国厂商通过引入集成了数字下变频器(DDC)的11位和14位ADC来应对这种限制，但是与国际竞争对手相比，这些器件仍然制约了中国产品的性能。作为高速仪表或高灵敏度无线基站中的降频转换链路的组成部分，高速接收器需要依靠采样速率高于100MHz，且分辨率高达16位的最新一代ADC。国际竞争对手在高速16位ADC方面拥有丰富经验，但是系统级封装(SiP)技术可以帮助中国厂商弥补这一差距，帮助其缩短设计周期，并与竞争对手步调一致地提高产品性能。
SiP技术已经成功应用于消费类产品，如USB记忆棒和无线手机中的射频模块。最近，凌力尔特公司率先将SiP技术与DC/DC转换器相结合，来帮助设计师克服多种应用的设计挑战。LTM9001微型模块(μModule)接收器子系统集成了一个16位、130MspsADC，和一个固定增益放大器、抗混叠滤波器和旁路电容，如图1所示。美国政府将该器件归类为“接收器子系统”(ECCN5A991)，因此无需出口许可证。
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图1：简化的IF接收器接收器子系统配置
微型模块接收器由连线连接的芯片、封装式组件和无源组件组成，芯片和组件安装在高性能的4层基片上。凌力尔特将陆续推出几种不同版本的LTM9001。LTM9001-AA是首款推出的版本，配置了一个16位、130MspsADC，放大器增益为20dB，输入阻抗为200Ω，输入范围为±250mV。匹配网络用来在这些条件下优化放大器输出与ADC输入之间的接口。另外，还有一个2阶带通滤波器，用来实现162.5MHz、±25MHz滤波，以防止混叠并限制来自放大器的噪声。
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图2：标准封装和SiP连线长度比较应用
高灵敏度仪表技术常常受益于无线基站组件的发展。尽管频谱分析仪通常比基站有更多的RF下变频级，但是减少级数的趋势对两者来说是相同的，因为高性能模数转换器和较高频率的放大器不再需要最后几级下变频。“基带”一度意味着几MHz，而现在ADC一般都以远高于100MHz的中频(IF)采样。大多数接收器在RF混频器和ADC驱动器之间采用选择性的滤波器。就通信系统而言，一般采用一个表面声波(SAW)滤波器或可能是由一个增益级分开的两个SAW滤波器，以修补插入损耗。就仪表来说，这个选择性的滤波器可能是一个复杂的R-L-C滤波器，或是一个靠近运算放大器的有源滤波器，但是常常有多个滤波器供给定测量选择。出于这个原因，微型模块接收器由ADC加上ADC驱动器组成。既然前面的滤波器是较高阶滤波器，因此驱动器和ADC之间无需复杂滤波器。
系统分析
RF信号链路分析以50Ω单端信号通路作为最基本的假设。用50Ω或其倍数进行数学计算结果最佳。差分信号通路常常是200Ω的，RF工程师很容易适应这种通路。传统ADC输入不仅不是50Ω的倍数，还采用复杂和开关电容器结构，以采样率回扫电流脉冲，因此在快速RF计算中难以使用。RF工程师想知道以dBm为单位的ADC输入功率能力，但是这从不在ADC数据表上给出。第二件最想知道的事情是输入电压范围和输入阻抗以计算功率。传统ADC的输入范围是规定的，但是阻抗，像刚刚提到的那样，不是固定的电阻数。LTM9001-AA具有±250mV输入范围和200Ω差分输入阻抗，其输入功率非常容易计算为-14dBm。
低噪声、低失真放大器级提供增益而不给信号增加极大的噪声或失真。尽管放大器噪声低，但是噪声按照放大器的增益成倍增加，因此较高增益不可避免地增大了系统的噪声。不过，由于增益的原因，放大器的输入范围成比例地缩小，而且这种输入范围的缩小使得能够从先前的组件获得较低的失真。
噪声指数(NF)是常用的RF术语。噪声指数是电路输出噪声功率与可归因于输入终端负载热噪声部分的噪声功率之比，通常是在室温下规定的。在ADC数据表中，噪声由信噪比(SNR)或类似测量值规定。SNR是基础输入频率的RMS振幅与所有其他频率分量的RMS振幅之比(最初的5次谐波除外)。放大器可能两者都规定，但是哪个术语都不是绝对适用的，因为它们都隐含着一定的条件，如NF测量值中隐含着50Ω阻抗这个条件；SNR中则隐含着奈奎斯特带宽这个条件。放大器可能还以nV/√Hz为单位规定噪声，这个单位允许你进行转换。通过采用SiP技术，消除了将NF转换到nV/√Hz、将SNR转换到nV/√Hz、根据所分配带宽计算各分量的算术均方根值、然后再将结果转换回SNR的步骤。LTM9001的输入范围为±250mV，规定72dBSNR、200Ω输入阻抗和一个带限滤波器。
差分滤波器设计
ADC驱动器和ADC输入之间的抗混叠滤波器限制了宽带放大器噪声，有助于保持ADC的高SNR。最新的ADC和驱动器是差分式的，为差分信号设计滤波器比传统单端设计复杂。尽管可以实现两个单端滤波器，但是这样的滤波器有些不如差分滤波器坚固。最明显的差别是：差分设计在两个信号通路之间采用一个并联组件，而不是每个单端通路用一个组件接地。两个单端滤波器的失配误差可能引入相位或幅度差别。这些差别加重了ADC采样和保持电路的缺点，导致二次谐波失真增大。LTM9001中集成的抗混叠滤波器是一个简单的双极点L-C型差分设计。它整个包含在LTM9001之内，因此无需设计。该设计特征确定，100%经过测试，SNR和失真完全针对整个工作温度范围规定。就LTM9001-AA而言，该滤波器是50MHz带通滤波器，中心频率为162.5MHz。
布局
充分利用16位、高速ADC的全部性能优势需要仔细布局和良好的电路设计。即使电路拓扑和组件值正确，PCB布局对性能也有极大影响。RF布局设计师有一些视电路工作频率而定的“良好做法”列表，这类列表包括一些建议，如避免锐角、保持信号通路对称、与时钟输入和数字输出隔离等。一个常见的错误是，假定140MHzIF意味着不需要高频布局技巧。但是就LTM9001这样的高性能ADC来说，采样和保持电路带宽超过700MHz。采样和保持电路可能拾取高频噪声，从而降低SNR。这是一个需要丰富经验的领域。
另一个简单的例子是电源旁路电容器的放置。传统ADC电路板布局的一个常见问题是：由于从旁路电容器到ADC的走线很长，产生了过大的噪声。良好做法是将电容器尽可能靠近器件的电源引脚放置。在分立设计中，芯片用连线连接到集成电路封装的引线框架上。在最佳情况下，旁路电容器离芯片稍微有一点距离。封装尺寸由其边缘上的引脚数以及充分散出器件热量所需的面积决定。因此连线比微型模块接收器中的连线长得多，如图2所示，分别为3.5mm(左图)与0.8mm(右图)。因此，与分立设计可能实现的距离相比，LTM9001中内部旁路电容器与芯片的距离近得多。结果，LTM9001有小得多的“AC占板面积”，从而减轻了从意外来源拾取噪声和提高噪声层的风险。
这类规则有很多，而且大多数RF布局设计师也都了解，但是这部分设计常常在数字电路板上，而且是由一些不是始终从事RF布局的人来做的。LTM9001基片设计考虑了这些因素。
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图3：LTM9001评估板LTM9001将仔细的布局、恰当的电路设计和高性能组件总和起来作为一个单元，特征完全确定，并经过充分测试。购买一套匹配的组件是可能的，而LTM9001将这一概念延伸为购买由30多个匹配组件组成的良好布局。结果是，系统的某部分需要极少的外部组件(参见图3)。因此，LTM9001不仅节省了相当多的设计和布局时间，而且还可能减少成本高昂的电路板修改次数。微型模块接收器解决了大多数电路板布局的敏感问题：内部旁路电容器、模拟输入和时钟输入周围的接地焊盘，以及这些焊盘与数据引脚之间有充足的间隔。
结论
最新和最高性能的ADC现在已向中国市场提供。不过，充分利用这些ADC的全部性能优势需要不同于11位器件的经验。现在应用于高灵敏度、高速接收器的SiP技术不仅集成了采用不同工艺技术的集成电路组件和无源组件，而且有效集成了最大限度提高性能所需的部分布局方法。通过填补经验上的空缺，这些μModule接收器改善了一次性成功率，并加快了设计周期。